电能不仅向负载供电,还将电能回馈给直流母线,负载电压17必然下降,而且幅度较大。因此,如果直流母线电压所提供的功率恰好等于负载的消耗,那么负载电压将无波动,保持不变。然后直流母线电压不易频繁改变,会造成整个高压直流电源的不稳定,谐波大大增加,带来更多的危害。因此,逆变器40输出的脉冲电平越多,负载电压17的波动必然越小,采用9电平逆变器时,输出电压17的波动极小,可以满足对电能质量需求极高的设备。再继续增加电平,效果不再明显,反而增加硬件电路的复杂度。
直流母线电压23、串联谐振电路存储的电能和输出电压17之间存在一定的对应关系,决定5种状态的选择。可建立仿真模型。绘制给定电压值与测量值17的差值与5种状态在不同电容电压32下的曲线,实施时采用比较法确定状态输出即可。逆变器40硬件电路简单,可输出5电平,只是需要采集电容电压32,输出电压17和分辨谐振电流34的过零点。对信号采集电路要求较高,控制处理器的速度要够快。但是由于算法和控制简单,采用中低端CPLD/FPGA都可以实现。
图1中的多级整流器20的各级整流器导通不一致,由于是高频高压整流,快速整流二极管的导通和断开会造成较大的电能损耗,影响了快速整流二极管的使用寿命,也影响了电容组充电的均压,使得输出电压17的质量和稳定性降低。高频变压器44的次级采用两绕组,次级绕组与初级绕组的匝数比降低为变压器26的一半,而变压器44的升压倍数不变。总体绕组的匝数不变,因此所占体积相同。多级整流器60是根据本发明的一个实施例,采用两个两级整流器串联的形式,其中的各级整流器的输出电流波形完全相同,很好地实现了电容的均压充电,而且快速整流二极管在电流为零时导通或关断,因此未产生整流开关损耗,进一步提高了高压直流电源200的效率。
如图4所示,根据本发明的另一个实施例的高压直流电源300的拓扑。其中,改变了逆变器40的直流输入电压电路。不需要变压器,直接采用高压直流电源200拓扑中快速不可控整流电路。电网的频率较低,因此不可控整流电路70中可选用一般的整流二极管,为了提高输出直流电压质量。电容组36和38的容量要足够大,同时整流电路70也无开关损耗。高频变压器26未作改变,采用单个四级整流器80,升压倍数并未改变,四级整流器80的结构无整流损耗,各整流器之间连接的电容器容量关系较为复杂。
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